接近开关NPN和PNP区别（初学必读！）在市场上不同类型的接近开关当中，除二线制开关以外，无论是在工程设计时选型还是使用安装时都需要考虑传感器与系统（PLC）的输出连接方式。大多数的接近开关输出回路无论是NPN型还是PNP型都是属集电极开路输出信号形式（AC型除外），且都具有最基本的3条信号线,其分别为（VCC；GND；OUT），也有4线制的OUT（NO+NC）。

一、NPN型、PNP型输出线定义要素

首先我们对3条信号线定义或称呼进行说明:

1. VCC：即为电源，又称为+V；（俗称电源正极，接红色或褐色线）。

2. GND：即为接地线，又称为0V；（俗称电源负极，接蓝色线）。

3. OUT：即为信号输出线，又称为负载；（接黑色（或白色）线）。

接着单纯的说明NPN型、PNP型代表的意思：

NPN型：可简称N型，N表示信号端为负电压输出；内部开关连接于信号端与负极。

PNP型：可简称P型，P表示信号端为正电压输出；内部开关连接于信号端与正极。

本发明涉及电力电子技术领域，具体为一种单相脉冲整流器电网电压估算方法。

单相脉冲整流器以其网侧功率因数高、电流谐波小、可实现能量可双向流动等优点，已广泛应用于新能源发电、不间断电源及铁路机车牵引等领域。目前单相脉冲整流器控制方法众多且较为成熟，对于这些控制方法大致可以分为电流控制和功率控制。其中，电流控制以网侧电流为控制对象，对给定网侧电流进行准确跟踪，从而实现网侧单位功率因数和直流侧电压恒定的控制目标。而给定网侧电流的幅值和相位与电网电压息息相关。功率控制以网侧有功、无功功率为控制对象，间接地实现了网侧电流有功、无功分量的解耦控制。而系统功率的计算需要提取电网电压基波的幅值、相位等信息。因此，脉冲整流器电流控制和功率控制的实现依赖于电网电压信息的提取。

电网电压的幅值、相位及频率信息一般由锁相环(phase locked loop,PLL)获得。传统PLL通过检测网压过零点来获得其周期和相位信息，该方法简单但锁相效果差、抗谐波干扰能力弱、相位跟踪速度慢。为了提高PLL的抗干扰能力，借鉴三相锁相环原理，通过构造与网压正交的虚拟信号实现网压的锁相。虽然这些PLL方法能有效地提取网压相位、频率等信息，但其都需要通过整流器网侧电压传感器获取电网电压。而在实际工程应用中，在整流器设备距离电网较远的情况下，当网压传感器安装电网侧时，较长的电缆线路会产生电压压降，从而导致系统控制器采集的电压信号受到影响；当网压传感器安装在设备处时，传感器与电网之间的布线方案设计较为复杂。另外，当网压传感器故障时，如何保证整流器系统正常运行，也是一大挑战。为此，国内外学者相继提出了许多无网压传感器控制方法。

目前，基于虚拟电网磁链定向的脉冲整流器无网压传感器控制方法在实际中应用较为广泛。借鉴交流电机磁链观测方法，将整流器网侧电压看成一个虚拟的磁链微分量，用以取代电网电压作为定向矢量，从而省去电网电压传感器。虽然虚拟电网磁链观测器方法通过对虚拟磁链的幅值和相位估算实现了脉冲整流器的无网压传感器控制，但仍未对电网电压信息进行估算。在铁路电力牵引传动领域，牵引系统允许的输出功率与牵引网压的大小密切相关，因此，在铁路机车电力牵引传动系统中，网压幅值是必须测量或者估算的。现有的无网压传感器控制方法在其应用中必将受到限制。

针对上述问题，本发明的目的在于提供一种采用模型参考自适应控制思想，建立参考模型、可调模型有功、无功功率数学模型，能够解决无电网电压传感器时电网电压的准确估算问题的单相脉冲整流器电网电压估算方法。技术方案如下：

S1：构建模型参考自适应系统中参考模型的有功功率、无功功率数学模型：

其中，Pest_ref和Qest_ref分别为参考模型中有功功率和无功功率；id和iq分别为网侧电流is在dq坐标系下d、q轴分量，uabd和uabq为调制电压uab在dq坐标系下d、q轴分量；Ls和Rs分别为网侧等效电感和网侧等效电阻，Ism为网侧电流的基波幅值，ωest为电网电压基波角频率估算值。

模型参考自适应系统中可调模型的有功功率估算值Pest和无功功率估算值Qest的表达式为：

其中，Usm为电网电压基波幅值；为电网电压和网侧电流之间的夹角，即功率因数角；

S2：对电网电压基波幅值进行估算：

参考模型和可调模型的有功功率的误差及无功功率的误差分别通过模型参考自适应系统中的PI控制器，获得电网电压与功率因数角三角函数的估算值和则电网电压基波幅值的估算值Usm_est为：

S3：根据网侧电流、参考模型的有功功率和无功功率对电网电压的基波角度信息进行估算：

电网电压基波角度的三角函数为：

其中，θu和θi分别为的电网电压us、网侧电流is的初始相角；

其中，iα为二阶广义积分对实际网侧电流is滤波后的电流，iβ为SOGI构造与is正交的虚拟电流分量；则电网电压基波角度的三角函数表示如下：

则电网电压基波角频率估算值ωest表达式为：

进一步的，控制系统启动时，调制电压uab在dq坐标系下的轴分量初始值uabd_setup、uabq_setup设定为：

网压基波角度的三角函数初始估算值设定为：

其中，udc为直流侧电压，sin(ω0t)和cos(ω0t)分别为控制器以本地时钟发出正弦信号和余弦信号，ω0为标称工频下的角频率。

本发明的有益效果是：本发明将单相脉冲整流器系统有功、无功功率分别划分为两个功率部分，建立模型参考自适应系统中参考模型的有功功率、无功功率数学模型；根据参考模型、可调模型中的有功、无功功率的误差，分别通过模型参考自适应系统中的PI控制器获得电网电压基波估算值；取消了锁相环，通过网侧电流、参考模型的有功、无功功率对电网电压的基波角度信息及角频率进行估算；对整流器的调制电压初始值进行设计，实现控制系统的平滑启动。

与传统算法相比，本发明采用模型参考自适应控制思想，建立参考模型、可调模型有功、无功功率数学模型，实现了无电网电压传感器时单相脉冲整流器电网电压的准确估算。

图1为单相两电平脉冲整流器拓扑结构图。

图2为单相脉冲整流器电网电压估算方法原理框图。

图3为基于模型参考自适应的电网电压幅值估算框图。

图4为电网电压频率估算框图。

图5为稳态情况下实际网压与估算网压仿真波形。

图6为不同条件下估算网压的仿真波形；(a)电网电压幅值突变；(b)电网电压相位突变；(c)电网电压频率突变。

图7为系统启动时，实际网压与估算网压实验波形。

图8为稳态情况下实际网压与估算电压实验波形。

图9为实际网压畸变时，估算网压和网侧电流实验波形。

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。根据本申请的一个实施例，参考图1，本方案对象为单相两电平脉冲整流器拓扑。图2示出，本方案的单相脉冲整流器电网电压估算系统功能划分框图。整个系统可分为电压PI外环控制01、二阶广义积分02、基于MRAS电网电压估算03、直接功率控制04、dq/αβ坐标变换05、脉宽调制策略PWM06六个部分。其中，本发明具体保护内容为基于MRAS电网电压估算03模块，该模块的具体内容为：

整流器输入侧有功功率Pin和无功功率Qin的表达式为：

其中，id和iq分别为网侧电流is在dq坐标系下d、q轴分量，uabd和uabq为调制电压uab在dq坐标系下d、q轴分量。

网侧等效电阻的有功功率PR和等效电感的无功功率QL的计算表达式为：

其中，Ls和Rs分别为网侧等效电感和电阻，Ism为网侧电流的基波幅值，ωest为估算出的电网电压基波角频率。

则模型参考自适应系统中参考模型的系统有功功率Pest_ref、无功功率Qest_ref数学模型为：

模型参考自适应系统中可调模型的有功功率估算值Pest和无功功率估算值Qest的表达式为：

其中，Usm为电网电压基波幅值，为电网电压和网侧电流之间的夹角，即功率因数角。

参考模型和可调模型输出有功功率、无功功率的误差分别通过PI控制器获得电网电压与功率因数角三角函数的估算值如图3所示，则电网电压基波幅值的估算值Usm_est为：

电网电压基波角度的三角函数为：

其中，θu和θi分别为的电网电压us、网侧电流is的初始相角。又有

其中，iα为二阶广义积分SOGI对实际网侧电流is滤波后的电流，iβ为SOGI构造与is正交的虚拟电流分量。则电网电压基波角度的三角函数可以写成：

电网电压基波角频率估算值ωest表达式为：

图4给出了电网电压基波角度的三角函数及频率估算的实现原理框图。

在实际应用中，整流器启动过程需要依次运行于不控整流预充电和PWM整流工况。在不控整流预充电阶段，即PWM脉冲封锁时，控制系统得到的调制电压uabd和uabq无效，参考模型中的有功功率、无功功率参考值计算无意义，从而导致当控制方法运行时系统失控现象。因此，为了实现整流器平滑启动，需要对系统控制参数进行初始化设计。

将网压角度的三角函数初始估算值设定为：

其中，ω0为标称工频下的角频率，sin(ω0t)、cos(ω0t)分别为控制器以本地时钟发出正弦信号和余弦信号。

将调制电压初始估算值设定为：

其中，udc为直流侧负载两端电压。

将基于MRAS电网电压估算03模块估算出的网压信息用于直接功率控制04模块，获得调制电压d、q轴坐标分量，通过dq/αβ坐标变换05模块产生调制电压α轴分量uabα。在脉宽调制策略PWM06模块中，将uabα与三角载波进行比较，并基于伏秒平衡原理生成不同的脉冲序列，进而驱动开关管，从而实现单相脉冲整流器无网压传感器控制。

图5为稳态情况下，实际网压、估算网压及其电压误差的仿真波形。图6为不同条件下估算网压的仿真波形。图7为系统启动时，实际网压、估算网压、网侧电流和直流侧电压的实验波形。图8为稳态情况下实际网压、估算电压及其电压误差的实验波形。图9为实际网压畸变时，估算网压和网侧电流实验波形。

【导读】对于器，我们希望电压通道输入阻抗无穷大，电流通道输入阻抗无穷小。然而现实跟理想总有那么一点差距，电压表和电流表的输入阻抗消耗了测量回路中电能，产生了系统误差，对测量精度的影响跟测量方法有关。

下图分别显示了电流表内接和外接两种接法。

对于器，我们希望电压通道输入阻抗无穷大，电流通道输入阻抗无穷小。然而现实跟理想总有那么一点差距，电压表和电流表的输入阻抗消耗了测量回路中电能，产生了系统误差，对测量精度的影响跟测量方法有关。

1、在确定用哪一种方法前先来计算不同情况下电压和电流表的损耗功率。

无论内外接，我们从仪器读取的功率为

式中RI和RU分别为电压表和的内阻。从图中得到两个结论：

（1） 电流表内接时，电流表读数即为负载电流，电压表读数是电流表内阻压降和负载电压之和，因此仪器的测量结果中包含了电流表的损耗功率PI。

（2） 电流表外接时，电流表读数为负载电流和电压表电流之和，电压表读数即为负载电压，因此仪器的测量结果中包含了电压表的损耗功率PU。

2、在特定的环境中，比较两种接法的损耗。

（1）不妨假设电压表损耗大于电流表，由不等式运算规则推导得到：

根据上述3种情况的运算结果，不同负载阻抗RL和功率特征阻抗RP的影响如下：

（1） RL》RP电压表损耗较大；

（2） RL《RP电流表损耗较大；

3、选择合适的接法提高测量精度

以上分析了不同的负载阻抗与功率特征阻抗下电表的损耗，哪到底选用哪种？需要根据测量对象选择。以测试DC-DC转换器效率为例，需要测量转换器输入功率和输出功率。输入功率即是转换器吸收的功率，应尽量减少电表的损耗，所以需要把损耗小的电表内接，把损耗大的电表功率排除。输出功率是转换器提供的功率，电表损耗和负载功率都是由转换器提供，要将电表损耗功率计入转换器输出功率，因此把损耗大的电表进行内接。

设DC-DC输入电压48V电流约0.3A，输出12V电流约1A，输出接了12Ω假负载。使用PA5000功率分析仪5A功率卡测量效率，电压通道输入阻抗2MΩ，电流通道取样电阻0.1Ω，首先功率特征阻抗：

输出负载阻抗12Ω《447Ω，根据结论（2）这种情况电流表将消耗更大的功率，因此测量输出功率要把电流表内接，PA5000测出的DC-DC输出功率中包含了电流表的损耗功率。

输入负载阻抗RIN=48/0.3=160Ω《447Ω，根据结论（2）这种情况电流表将消耗更大的功率，因此要把电流表外接，电流表较大的损耗就不会计入DC-DC输入功率中了。

输入输出接线如下图所示，输入和输出功率的系统误差更小。

如果看见公式就头疼，PA5000还有更高级的接线补偿功能，无需人工计算